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[经验] 干货:SDR软件无线电的计划和测试

前天 16:51  168 SDR
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新的无线技术的涌现迫使人咱咱们应用多模范多频段无线电,因此软件无线电(software defined radio- SDR)将在未来无线电布局中起着一个关键的感化。SDR 只采纳一个硬件前置端,但可以或许或许颠末过程调用分歧的软件算法来改变它的工作频率,所占据的带宽和所遵照的分歧的无线模范。这种计划可以或许或许实现在现有模范和频段之间经济(inexpensive)高效的互操纵性。
本文概述了SDR 的重要部分,着重特出了几种接收机和发射机可能的履行办法。这些布局中有很多实际上是相当老的技术,因为数字信号处理器容量的弘大提高,这些技术已经是实在可行的了。 咱咱咱们还介绍了这类器件的测量和表征办法。SDR 通常是同时工作在模拟和数字域中的,因此有必要采纳混合域的设备来停止测量。
SDR 的概念首先体如今Mitola[1]于1995 年所作的研究中。在这个研究工作中,他建议创造了一个完全由软件来调节的无线电,使得无线电可以或许或许根据若干通讯计划而主动停止调节。这个概念展现在图1 中。

图1、在文献[1]中所介绍的软件无线电常见的履行办法。一个入射到天线端口的信号颠末过程环行器按规定路线被送至低噪声放大器(LNA),随后停止数字化处理。采纳数字信号处理器(DSP)可以或许或许实现若干种调制格式和介入情势的解调和编码。而发射链路则采纳相反的过程:基带信号是在DSP 模块中发生和向上变频的,在颠末过程环行器和天线之前,被转化为模拟波形,停止放大及带通滤波。(来源于文献[13],经许可应用。)
SDR 前置端由在大多数接收发射机中所应用的模范子体系构成:调制器和解调器,频率转换器,功率放大器(PA),和低噪声放大器(LNA)。然而,调制和编码和工作频率则是由软件来节制的。如许的无线电一样平常都是依赖于数字信号处理器(DSP)来实现其机动性的。SDR 可以或许或许根据传输的条件停止自我调节, 从而将空气界面中所存在的其它信号发生的干扰减到最小程度。这种体系的履行请求可以或许或许用软件从低频到高频停止频谱扫描。这个概念已经推动了很多研究者咱咱们对Mitola 在文献[2]所提出的认知无线电(Cognitive radio-CR)这一构想停止研究,此中,无线电颠末过程优化载波频率,抉择调制计划和无线电模范停止自我调节来顺应所处的空气界面条件,从而在给定的条件下将干扰减到最小而且对峙通讯的通顺。
CR 技术最有前途的应用之一是颠末过程应用机遇性无线电(Opportunistic radio)来提高频谱霸占率,在这里,无线电将利用某个时刻未被其它无线电体系所占用的频谱。为了可以或许或许履行这个抱负的解决计划,无线电应当能看到而且了解在特定时刻下完备的频谱或通讯状况。
SDR 概念眼前的动机不只仅具有将前置端停止调适来同时工作在任何调制情势,信道带宽或载波频率下的高度机动性,而且颠末过程应用全数字体系还可能节省本钱。
在本文中,咱咱咱们首先对SDR 接收机前置端的若干布局停止一个简略的综述。然后,咱咱咱们介绍了可能用于发射机前置端的布局。咱咱咱们还讨论了可以或许或许用来提高放大器效力的办法。在“软件无线电测量办法”一节中,咱咱咱们介绍了市面上存在的可以或许或许对这种接收发射机停止表征的仪器。末了,咱咱咱们对这些研究工作停止了总结,而且从咱咱咱们的概念动身找出最可能的解决计划。
软件无线电接收机的布局
在这一节中,咱咱咱们对有可能用于SDR 接收机的若干个前置端布局作了一个综述。这个综述重要是在参考了文献[4]和[5]的基础上实现的。
第一种布局 [ 图2(a) ] 是众所周知的超外差接收机,此中,由天线接收到的信号被两个下变频混频器转换到基带,停止带通滤波及放大。基带信号被转化到可以或许或许停止处理的数字域内。因为从射频到中频是第一个混频过程,在混频器前必需应用镜像克制滤波器。目前,这种布局大多数用在较高的射频频段和毫米波频段的计划中[6],[7],例如点对点的无线链接。在这些应用中,咱咱咱们接下来将要讨论的计划并不适用。实际上,超外差式接收机在用于SDR 时存在着很多实质性的成就。一样平常来说,会触及很多制作技术,这使得人咱咱们很难实现全体元件的在片集成。同样,它咱咱们通常被计划用于一个特定的信道(在一个特定的无线模范中)。这便阻止了将接收频段停止扩大以便用于具有分歧调制格式和带宽占据的信号傍边。因此,超外差式布局因为在多频段接收时的扩大很复杂,因而,其在SDR 接收机中的应用并不令人感兴趣。
另外一种办法是如图2(b)所示的零中频接收机[8],[9],这是一个简化版超外差布局。与前一种布局一样,全体接收机的射频频段由带通滤波器来抉择,而且由低噪声放大器加以放大。随后与混频器间接向下变频到直流,而且由模数转换器(ADC)转化到数字域。与外差布局相比,这种办法显著地削减了模拟元件的数目,而且其允许应用的滤波器没有像镜像克制滤波器请求得那么严厉。因此,这种布局可以或许或许有高的集成度,使其成为在文献[5]中所介绍的多频段接收机和文献[10]及[11]所描述的完备的接收机中常用的布局。然而,因为元件的机能请求,有些元件很难计划进去。同样,将信号间接转换到直流会发生一些成就,如直流偏移(offset)[12]。另有其它一些成便是与直流附近的二阶交调产品相干的,而且,因为混频器的输入是基带信号,很容易遭到混频器大的闪烁噪声的破坏[13]。它的优势使其成为近来无线电接收机中最常应用的布局。

图2、(a)一个超外差接收机布局,此中射频信号被接收,滤波,放大,向下变频到中频频率,然后再次滤波和放大。然后,信号由正交解调器转换到基带,在每个门路(I 和Q)停止滤波,放大,随后转换到数字域。(b)一个零中频布局,此中射频信号被滤波,放大,由正交解调器间接转换到基带。随后,信号被滤波,放大和停止数字化转换。(c)一个带通采样接收机,在这个布局中,信号被滤波,放大,由采样-和-对峙电路停止采样,而采样-和-对峙电路通常是模数转换器的一部分。信号被向下混频到第一个奈奎斯特区,由模数转换器停止数字化转换,并在数字域停止处理。ADC:模数转化器,BPF:带通滤波器,FIR:有限脉冲相应滤波器,I:同相分量,LNA:低噪声放大器,LO:本振源,LPF:低通滤波器,Q:正交分量;VGA:可变增益放大器。
与零中频布局类似的是低中频接收机[14],在这个接收机中,射频信号被向下变频到非零的较低的或中等的中频信号,而不是间接变频到直流。在这种环境下,一个射频带通滤波器被用于入射信号,随后将信号停止放大。这个信号颠末过程一共机能比较强健的模数转换器转换到数字域,从而可应用DSP 来停止数字滤波以选通讯道并消除正交解调器中同相正交(I/Q)失衡的成就。这个布局仍然允许有较高的集成度,没有零中频布局所存在成就的困扰,这是因为所必要的信号不在直流附近。然而,在这个布局中,镜像频率成就又再次被引入,而且因为必要较高的转换速率,从而提高了模数转换器的功耗。
末了,曩昔所介绍办法的替代计划是带通采样接收机[15],[16],见图2(c)。在这个布局中,接收到的信号由射频带通滤波器停止滤波,这个滤波器可以或许或许是调谐滤波器或一个滤波器组。这个信号颠末宽带低噪声放大器停止放大。由一个高采样率的模数转换器对信号停止采样,并将其转换到数字域,然后停止数字处理。这种布局是基于如许一个事实基础之上的,即无需停止任何向下变频便可以或许或许将模数转换器中的采样电路和对峙电路从直流 到输入的模拟信号带宽之间的能量折叠进入第一个奈奎斯特区[0,fs/2]。 这个布局利用了采样和对峙电路的一些优点。正如在文献[16]中所描述的,有可能根据下列相干式来精确地获得由此而天生的中频频率fIF
如果
(1)
此中,fc 是载波频率,fs 是采样频率,fix(a)是截取参数a 和参数b 的小数部分后所获得的值,rem(a,b)是a 除以b 的余数。
在这种环境下,射频带通讯号滤波器起着一个重要的感化,因为它必需将所期望频段的奈奎斯特区以外统统的信号能量(基本上是噪声)低落,否则,它咱咱们会与信号相混叠。如果不停止滤波,在所请求的奈奎斯特区外的信号能量(噪声)将与所期望的信号一路被折回进入第一个奈奎斯特区,从而发生信噪比的劣化。这可由下式给出
  (2)
此中,S 代表着所期望信号的功率,Ni和N0 分离是在频段内和频段外的噪声,n 是混叠奈奎斯特区的数目。
这种办法的好处是所需的采样频率和随后的处理速率是与信号带宽而不是与载波频率成正比的。这便削减了元件的数目。
然而,还存在一些关键性的请求。例如,采样和对峙电路(通常在模数转换器内)的模拟输入信号的带宽必必要将射频载波频率包含在内,考虑到现代模数转换器的采样率,这便会成为一个很严重的成就。时钟抖动也同样是一个成就。另有,请求停止射频带通滤波以防止信号的交叠。
其它建议用于SDR 接收机的布局包含采纳基于离散光阴模拟信号处理的射频信号间接采样技术来接收信号,如在文献[17]和[18]中所开拓进去的布局。这些办法依然处于极不成熟的阶段,但因为它咱咱们在履行可重构接收机时具有的潜在的效力,人咱咱们还是应当对此停止深入研究的。
软件无线电发射机的布局
前置端
在这一节中,咱咱咱们讨论了若干个可能用于SDR 体系的发射机布局。正如咱咱咱们已经了解到的,一个发射机并不只仅是功率放大器,而且另有其它各种分歧的电路元件,统称为前置端。功率放大器的计划是发射机计划中最具有挑衅性的,它对无线体系的覆盖面积,产品本钱和功耗有很大的影响。这里,咱咱咱们从对完备的发射机布局的阐发开端,在接下来的章节中,要讨论功率放大器,因为它是与SDR 相干的。这个综述重要是在文献[19]的基础上撰写的。
第一个布局 [ 图3(a)] 是一个通用超外差发射机,它是图2(b)所示的超外差接收机的对偶体系。信号是在数字域内发生的,随后由简略的采样数模转换器(DAC)转化到模拟域。信号在中频下停止调制,此时停止放大和滤波以消除在调制过程中所天生的谐波。末了,采纳本振源(LO2)将信号向上变频为射频信号,颠末过程滤波来剔除不期望出现的镜像边带,由射频放大器停止放大并馈入发射天线。I/Q 调制是在中频下停止的,这意味着硬件元件的计划比起采纳射频调制要容易一些。末了,全体增益是在中频下节制的,此时,比较容易制作高品格可变增益放大器。然而,和接收机一样,如许一个布局有很多成就。因此,这个布局重要是用于微波点对点无线链接,如用于回传通讯[6],[7], 当然另有上面所提到的无线电发射机领域。 电路的数目和低的集成度,和功率放大器所请求的线性度,加上难以履行的多情势操纵通常会阻碍超外差发射机在SDR 中的应用。
图3(b)展现了一个间接转换发射机的方框图[20],[21],这是一个简化版超外差前置端。和末了那个例子一样,它应用了两个数模转换器来将基带数字化的I,Q信号转化到模拟域。随后的低通滤波器消除了奈奎斯特镜像信号,从而改良了本底噪声(配景噪声)。这些信号是颠末过程应用一个高机能I/Q 调制器在射频处间接停止调制的。随后,信号由频率中央在所期望的输入频率处的带通滤波器停止滤波,并由功率放大器来加以放大。

图3、(a)一个超外差发射机布局,此中I/Q 数字信号被转换到模拟域,颠末低通滤波,在中频上停止调制。然后,信号被放大,滤波,及向上变频到射频频率,然后在发射之前再停止滤波和放大。(b)一个间接转换布局,此中I/Q 数字信号颠末数模转换器传递到模拟域,颠末滤波,然后间接在所请求的射频频率上停止调制。在这之后,射频信号颠末滤波,而且由功率放大器放大。BPF 带通滤波器,DAC:数模转换器,DPA:驱动功率放大器,I:同相分量,LO:本振源,LPF:低通滤波器,PA:功率放大器,Q:正交分量;
在一个频率捷变体系中,信号链路的计划必需使得载波频率可以或许或许在一个定义好的频段内合成,这便会请求应用一个宽带后调制器或可调后谐调制器的滤波操纵来消除克制带外噪声。因此,鉴于被称为“注入牵引”(injection pulling)现象的发生[22],在功率放大器输入端口的强信号可能会耦合到LO2 上。因此,LO2 的频率会被牵引而偏离所请求的频率值。
即使这种布局削减了所请求电路的数目,并允许停止高度的集成,它还是存在一些缺点的,如可能的载波泄漏和相位与增益的失配。 在射频频段也许必要停止增益节制,这种布局同样请求功率放大器具有好的线性度。颠末过程精心的计划,这些发射机可以或许或许用于SDR,而且跟着集成技术的睁开,咱咱咱们已经见证了超外差到间接转换发射机布局的疾速过渡。
功率放大器部分
在前面几个布局中,所应用的射频功率放大器(功率放大器模块)是A 类,AB 类或B 类,当工作在压缩区时,它咱咱们展现出最高的效力,而工作在开关情势时,则采纳D 类,E 类或F 类[23]。后一种高效力功率放大器工作在非线性很强的情势下。因此,它咱咱们只能放大恒定包络调制信号,如用于全球移动通讯体系(GSM)的接入格式中。宽带码分多址接入(W-CDMA)和正交频分复用(OFDM)这些新型接入情势中应用的正交幅值调制范例(QAM)具有很高的峰均功率比(PAPR)。防止放大器进入压缩状况的模范做法是在回退情势下(Back- off)停止操纵,即减小输入功率直到功率放大器不再被驱动进入压缩状况。遗憾的是,这极大地低落了效力,分外是对付高PAPR 信号来说。人咱咱们已经建议应用若支线性化技术,如反馈,前馈,或数字预失真[23],[24],并对它咱咱们停止了评估,但这些技术还没有普遍地应用于全集成化功率放大器中。
人咱咱们对如何有用地发射一个高PAPR 信号这个成就已经停止了若干年的深入研究。为了提高效力,人咱咱们正在对几年前所建议的一种Kahn 技术[25]停止研究以便将其用于新的发射机布局中。
由Kahn 所建议的包络分离和规复(EER)技术是对极度非线性化,效力极高的发射机停止线性化的一种办法。在这些体系中,颠末过程对射频输入功率放大器的电源电压停止静态调节来将信号的幅值规复到相位调制信号表征状况。图4 展现了一个传统的EER 布局。虽然这是一个很吸引人的概念,但实际履行起来却是非常具有挑衅性的。这个挑衅重要在于要计划出一个完善的延迟线,一个精确的限制器,一个允许高PAPR 值和大带宽的颠末改良的偏置电路,和停止相位调制信号放大的开关/饱和射频功率放大器所能覆盖的带宽[30]。

图4、Kahn 放大器部分的方框图,此中射频输入信号被分离进入两个分支。一个分支是颠末了延迟的带有相位信息的恒定包络射频载波(是由一个限制器和一条延迟线构成的)。另外一个分支承载着要停止放大的信号包络的幅值信息(Bias Ckt 这个分支),而且随后馈入射频功率放大器的漏极电压端。
因为这些原因,在现代化的计划中,跟着DSP 容量极大的提高,采纳数字办法来履行包络检测器,限制器和延迟线(时延)是非常有利的。这种数字版本的EER发射机被用于极坐标发射机中,咱咱咱们将在后面对此停止说明。
一个很有远见的解决计划是采纳脉宽调制来天生咱咱咱们接下来将要介绍的所谓全数字式发射机。因为这种可付与认知能力的新型SDR 布局的履行,而使得这种全数字化的办法变得非常重要。因为这种办法允许应用具有极高效力的发射机,如图5 所示的S 类功率大器,因此它可以或许或许使得直流功耗变得很低。
别的,跟着数字信号处理器速率的提高,为了开拓全数字化发射机,咱咱咱们预见DSP 可以或许或许在射频频率供给射频信号算法(分外是对开关放大器来说,此中它的输入是数字脉宽调制信号,输入是射频调制信号)。
如图5 所示,一个S 类放大器[26]可以或许或许是一个纯粹的开关放大器,后面再跟上一个低通滤波器(来发生包络信号)或一个带通滤波器(来发生射频信号)。这种抱负化的放大器没有直流功耗,这是因为输入电压和电流交替为零,因此,在抱负状况下,效力可以或许或许到达100%。在实际环境下,S 类放大器在停止信号过渡时,将会消耗一些功率。这是因为在实际器件中,互连元件和寄生电容会发生一些损耗,从而会发生有限的开关光阴。输入脉宽调制信号可以或许或许由数字信号处理器来发生,不再必要宽带数模转换器,从而有可能低落本钱。

图5、一个S 类功率放大器的简化电路,此中颠末过程数字办法发生的脉宽调制信号被施加到它的输入端。这个电路颠末低通或带通滤波后将会发生一个基带信号或一个射频信号。
遗憾的是,如果观察一下实际世界的环境,如今还不行能计划出一个工作在很高频率下的S 类高效力放大器。尽管如斯,人咱咱们正在这个领域中做出着一些效果[27]。人咱咱们正试图用Sigma-Delta 调制器停止类似的尝试[28],[29]。
因为这个原因,采纳在新布局中普遍应用的开关放大器便是基于极坐标发射机架构中包络消除和规复这个实践基础之上的[30],[31],在这个布局中对包络信息停止了调制。因此,所需的带宽要小得多,这是因为只要基带信号才被放大。这便可以或许或许允许应用高效力的S 类放大器,见图6。

图6、极坐标发射机的方框图。信号是由DSP 发生的,并被分为包络分量和恒定包络相位调制分量。脉宽调制包络信号由S 类调制器停止放大,随后颠末低通滤波来发生模拟信号包络,并被供给作为射频功率放大器的偏置。恒定包络相位调制分量由混合器向上变频到射频频率,并由射频功率放大器停止放大。
如果咱咱咱们考虑一下图6 的电路,S 类放大器仅仅是放大了输入信号的包络(颠末过程数字信号处理器DSP 在数字域中停止检测)。在这种环境下,S 类放大器仅被用来改变射频高功率放大器的偏置电压,Vdd(t)。 在相位门路上,恒定包络相位调制信号是在DSP 中发生的,随后向上变频到射频频率,并馈入射频功率放大器。这个射频功率放大器老是饱和的,从而具有很高的效力。尽管如斯,这种计划的重要存眷点是基带包络门路和射频门路的光阴对准(time alignment)成就。这可以或许或许在数字域中颠末过程应用DSP 的应用来停止补偿。
其它建议的布局包含基于Doherty[32],[33]和异相技术[34]的放大器。Doherty 布局颠末过程四分之一波长线段或网络,由两个相同容量的功率放大器组合而成(一个偏置在B 类的载波功率放大器和一个偏置在C 类的峰值功率放大器)。在现代化的履行计划中,DSP 可以或许或许被用来颠末过程节制施加到两个功率放大器的驱动和偏置来改良Doherty 放大器的机能。对付抱负的B 类放大器,在高PAPR 值信号下的平均效力可以或许或许高达70%
异相计划,或许被称为采纳非线性元件停止的线性放大(LINC)的办法,颠末过程将两个由分歧的相位随光阴而变更的信号所驱动的功率放大器的输入相合成而发生一个幅值调制信号。颠末过程采纳抱负的B 类放大器,对付与前一种环境下的PAPR 值相同的信号,平均效力为50%。在文献[19]中可以或许或许找到这些计划中更多的细节。
对付SDR 来说,Doherty 法和异相法在未来的探究研究中都是令人很感兴趣的技术。这要归因于如许一个事实,即,特定的功率放大器部分效力的改良将使得全体发射机具有更高的效力。同样,这个发射机布局还许诺可以或许或许在基于多模范和多频段的信号下正确地工作。
软件无线电履行计划的测试
在介绍了用于SDR 前置端的接收机和发射机的候选布局以后,咱咱咱们下一步要极力于另外一个重要的主题:SDR 体系的试验和测试。这个讨论的关键是混合域测试技术的概念,因为SDR 体系老是有一个处于模拟域的输入,而另外一个则是数字逻辑域。在SDR 概念中,重要思惟是将模数/数模转换器尽量地推向靠近天线的地方,如图1所示。因此,会有较少的信号存在于模拟域,数字信号测试的重要程度在传统射频体系表征中是无法表示的。
硬件
仪表工业[35],[37]已经开拓了适用于SDR表征的各种仪器,例如可以或许或许同时工作在模拟域和数字域的混合信号示波器。如许便可使得模拟信号和数字信号在同一台仪器上实现光阴的同步。然而,混合信号示波器仅仅能供给非同步采样功效。 这意味着,和传统采样示波器一样,混合信号示波器是应用其内置时钟来对数据停止采样的。正如在文献[38] 和[39]中所讨论的, 当对SDR 器件(包含模数转换器)停止测试时,传输函数相位和幅值的精准估测请求在输入,输入和时钟信号之间停止相干采样。如果这些信号是颠末过程非同步办法停止采样的话,那么就会发生足以完全劣化来自于SDR 的任何幅值和相位信息的频谱泄漏。频谱泄漏的出现是因为在停止必要的傅立叶变换时(DFT 或FFT),两个信号不是同享同一个时域网格,因此,它咱咱们彼此之间是互不相干的。
混合信号示波器可能存在的其它成就包含,比如说,为了获得行为模子所需的必要的内存空间。因为这些仪器通常会采纳很高的采样率,必要大批的点来获得常用的具有低/中等符号率的调制信号。因此,这种范例的仪器无法全面表征一个完备的SDR 前置端。
仪表工业还提出了其它一些将若干仪器结合起来的办法,包含逻辑阐发仪,示波器,矢量信号阐发仪或实时信号阐发仪[40]-[42]。为了对一个SDR 发射机布局停止测试,这些仪器可以或许或许按照类似于图7 中的设置设备摆设停止构建来应用。颠末过程应用参考信号,触发信号,和标记(markers),人咱咱们可以或许或许在数字域和模拟域和时域和频域之间停止同步测量。采纳这些体系所停止的典型测试,可以或许或许用来评估SDR 中发射链路和接收链路,这些测试包含信号链中的误差向量幅度(EVM)和邻道功率比(ACPR)。

图7、用于测试软件无线电发射机的设备,此中若干个仪器被结合在一路应用。一个逻辑阐发仪在数字信号处理器(DSP)的输入端收集数字逻辑比特,在数模转换(DAC)和低通滤波器(LPF)的信号重建之后,采纳一台示波器对模拟信号停止阐发,一台频谱阐发仪或矢量信号阐发仪在正交调制器后或在信号放大之后获得模拟射频信号。
在文献[39]中,作者讨论了信号配时(signal timing )和同步化的请求,而且提出了一些解决计划,例如,在试验勉励装配中嵌入一个触发信号。一些重要成就仍然有待解决,如混合信号仪器的校准过程。混合信号仪器中的模拟信道应当可以或许或许抱负地测量输入端口的反射系数。应当用定向耦合器来对入射到被测元件的射频信号供给一个基于波信号的阻抗失配校准表征。有了这些信息,就有可能将模拟输入和数字输入联系起来,从而找到SDR 体系的传输函数,或许,甚至可以或许或许找到体系的完备的行为模子。人咱咱们有可能采纳现成的元件和算法,比如文献[43]中所讨论的失配校正算法,来构建如许一个仪器。然而,如今市面上还不存在一个完备的测试装配。
颠末过程这种混合信号测试设备,人咱咱们就有可能测量原先用于模拟前置端的品格因数,和原先用于数字通讯信号的品格因数。
品格因数
一个可以或许或许用来评估数字化无线电全体机能的通用技术是误码率(BER)的测试。这个测试颠末过程用错码位数与所传输的总位数之比来测量信号传输和接收的品格。然而,这是一个局限性很大的测试,因为它并没有供给错码的来源信息。
然而,如果采纳图7 所示的类似的计划来对SDR体系停止测试,处于分歧域中的信号可同时由分歧的仪器获得。这便使得测试工程师咱咱们可以或许或许在全体信号链中精确地找出缺点的可能来源。
对付这一点,第二个通用的品格因数是EVM,它可以或许或许洞察发射机和接收机可能存在的成就[40],[42],这是因为咱咱咱们对幅值和相位误差对每个数字发射符号的影响都停止了测量。EVM实质上是测试全体的信号与噪声之比和信号的失真比,从而量化了因为非线性失真和体系噪声所引起的信号减损。与其它品格因数分歧,EVM 是颠末过程实际传输的符号来评估所存在的成就对信号品格的影响。
一个常用于发射机测试的偏向对频谱在相邻信道的再生停止了量化。邻道功率比[ACPR,有时又称为邻道电平比(ACLR)]是采纳(out of band masks)来停止说明的,而带外尺度则定义了在相邻信道所允许的最大传输功率。ACPR 通常起因于非线性失真所引起的频谱再生。
ACPR 同样可以或许或许用于备用信道(与带通讯号相邻信道所邻接的信道)。ACPR 为评估全体无线电网络的机能供给了一个功效测试,这是因为它可以或许或许允许工程师来对无线电体系的非线性对其它相近信道的干扰停止评估。
正如对很多无线电布局的测试一样,对付SDR 的测试来说,测试中应用的勉励信号会影响无线电体系的测量机能。测试信号对无线电机能的影响通常是颠末过程勉励固有的统计特性来停止阐发的,这个统计特机可以或许或许是采纳概率密度(PDF ) 或许是互补累计散布函数(CCDF)。信号的PAPR 值(峰/均功率比)也经常被用作一个品格因数[44]-[48]。
在“无线体系测试偏向”一节中对这些均适用于传统无线电和SDR 体系的品格因数停止了更详细的讨论。在下一个例子中, 咱咱咱们要说明必需采纳混合域办法来测试SDR 体系中的这些品格因数。
无线体系测试的偏向参数
这里,咱咱咱们将要对在本文中所用到的品格因数停止一个简略的描述。
概率密度函数
在 概率论中, 概率密度函数(probability density function-PDF)是表示一个随机变量X 的值小于x的概率的函数。通常,PDF 是在颠末了大批测量的基础上确定的,它决定了x 统统可能取值的可能性,这是一个具有单位面积的非负函数
   (S1)
此中a 和b 代表的是要确定的X 的概率区间。
互补累计散布函数
互补累计散布函数(complementary cumulative distribution function- CCDF)曲线是与PDF 密切相干的, 因为, 它是颠末过程CCDF=1-PDF 获得的。CDF 是可以或许或许间接从PDF 统计中获得的累计散布函数
  (S2)
一条CCDF 曲线展现出一个信号处于高于某个功率程度以上的光阴。它通常是由超出平均功率以上的功率的分贝值来表示的。
峰均功率比
峰均功率比(peak to average power ration-PAPR)是给定信号的最大峰值功率与平均功率之比,是无线通讯中最令人感兴趣的测量偏向。对付PAPR 对通讯体系影响的评估重要是颠末过程对CCDF 曲线的阐发获得的,咱咱咱们可以或许或许在CCDF 曲线中定义一个特定的百分比来获得PAPR 的值
  (S3)
此中NT 是总采样数(光阴间隔),它被用来确定PAPR 的值。
邻道功率比
邻道功率比 (adjacent channel power ratio- ACPR ) 是测量一个无线体系在相邻信道所发生的相对付主信道的失真量。它通常被定义为相邻频率信道(偏置信道)的平均功率与发射频率信道的平均功率之比
(S4)
此中F1 和F2 代表频谱区间,S(W)是基频信号,U1 和U2是上邻信道的频谱区间。
正如在无线模范中所定义的,有两种测量ACPR 的办法,一种是考虑全体基频信号和全体相邻信道的比值。第二种办法(因为比较容易测量因而应用加倍普遍)是找到在全体主频段或在载波中央频率附近较小的带宽内的功率与同样较小带宽的相邻的信道内功率的比值。
误码率
误码率(bit error ratio -BER)是所接收到的信息中错误的位数与所传输的总的数据位数的比值。BER 通常是用百分比来表示的,此中0%代表在接收机未检测到错误的比特
   (S5)
这个测量可以或许或许在数字域中由测试工程师所履行的软件函数来停止,但还必要应用众所周知的BER 测试器,测试器向发射机输入一个已知的数据串,而且将它与来自接收机输入端的数据停止比较。
误差向量幅值
误差向量幅值(error vector magnitude-EVM)是用来测试调制与解调精确度,和信道受损程度的参数。它可以或许或许用来量化数字无线电发射机或接收机的机能。由发射机发射的信号或由接收机接收到的信号在硬件和软件的履行过程中都邑遭到统统分歧缺点的影响,会使得K 调制信号星座点Zc(k)偏离它咱咱们的抱负地位,S(k)。 在日常应用中,EVM 是测量这些点偏离它咱咱们的抱负地位究竟有多远,此中,对付N 个传输符号,咱咱咱们可以或许或许获得
(S6)
测试实例
为了说明SDR 接收机的测试,咱咱咱们应用文献[39]所介绍的混合域测量装配(类似于图7 所示的布局),如图8所示。 一个用来模拟所发射的数字调制射频信号的任意波形发生器和一台接收机是用方框图中的元件来仿真的。

图8、按照文献[39]中的建议,在试验中采纳仪器所履行的SDR 前置端的测试构建。被测器件(DUT)是由任意一个波形发生器来勉励的,示波器被用来对被测器件的模拟输入信号停止采样。 一个逻辑阐发仪被用来在被测器件的数字输入端停止采样。采纳参考信号和触发信号来实现输入和输入测量的同步。这些设备是由应用通用接口总线(GPIB)衔接的计算机来节制的。
这个被测器件是用带宽为3MHz,采纳64QAM(3/4)调制的处于频分双工情势的单用户WiMAX 信号来勉励的[49]。
图9 是采纳逻辑阐发仪在SDR 接收机的输入端口所测得的结果。这个图显示出在勉励频段上停止了平均的总功率和因为非线性失真而在上邻信道中所发生的功率。这个图展现了混合情势对SDR 停止测试的本质:模拟输入的品格因数ACPR 已经颠末过程数字输入信号和模拟输入信号而取得了重建。

图9、在WiMAX 信号勉励下,SDR 前置端输入端口的测量结果。
在给定的输入功率下,咱咱咱们也已经用EVM 对被测器件的机能停止了评估。咱咱咱们根据增益和相位延迟对所接收到的数字化的WiMAX 信号停止解调和纠错,从而取得了如图10 所示的星座图。在这个特定的测试中,所获得的EVM 大约是5.05%。

图10、对采纳64-QAM 调制的WiMAX 信号的输入和输入结果停止比较的星座图。
恰是因为咱咱咱们应用了一个可以或许或许同时对模拟波形和数字波行表征的混合情势的仪器,这才有可能获得SDR 元件的特性。
总结和结论
在这篇文章中,咱咱咱们对可用于SDR 前置端的接收机和发射机停止了一个综述。咱咱咱们讨论了各自的优点与缺点。正如咱咱咱们所看到的,一个多频段多情势接收机优越的计划布局应当可以或许或许最佳地分享现有的硬件资源,而且应用可调谐和可以或许或许停止软件编程的器件。并不是每个接收机布局都具有这种特性的。从这个意义上讲,按照咱咱咱们的概念,当SDR 接收机前置端加倍成熟的时候,它将会是基于零/低中频布局或带通采样计划基础之上的。
对付发射机来说,EER 技术和其修正版本是SDR应用中很有前途的抉择,因为它咱咱们的效力很大程度上与PAPR 无关。因此,它咱咱们可以或许或许很容易地应用到多模范和多频段操纵中[50]。这种SDR 和CR 发射机布局不只必要高效放大器,而且还必要宽带放大器[51]。SDR 领域在信号传输方面正在从模拟向数字偏向转移,因此,对提高射频放大器开关速率的请求变得加倍显著,加倍严厉,从而在未来将会引领到S 类发射机。
对付表征SDR 体系所采纳的测试设备,咱咱咱们说明了为什么混合域设备对付SDR 的表征是非常必要的。咱咱咱们还描述了为什么还要停止一些改良来开拓可以或许或许疾速地,主动地表征前置端并停止失配校正的同步仪器。如许的设备应当可以或许或许很抱负地供给一些信息,如分歧调制范例的EVM 和分歧技术的邻道功率比,而且可以或许或许对多模范多频段无线电布局停止测试。跟着SDR 技术的日臻成熟,咱咱咱们等待着会在市面上看到这些范例的仪器。
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作者:Pedro Cruz, Nuno Borges Carvalho, Kate A. Remley
来源:IEEE microwave magazine

王栋春 前天 21:44
这个资料不错   非常详尽
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